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即使是對經驗豐富的電源設計人員來說，要在一個小體積內實現電源效率大化也不是一件的事。需要小型電源設計的設備有很多，比如平板顯示器、機架式電腦設備和及底盤安裝設備。在給定時間內，這類設備可能需要為負載提供數百瓦的功率。例如，1U機架式應用中采用的12V、300W電源有尺寸，度不過1.75 英寸 (44.45 mm)，并包含1個或多個風扇以進行強制空氣冷卻。但對于度小于1U的系統，強制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本昂的大表面積薄型散熱器來實現散熱管理。因此，效率設計，因為其對減小散熱器的尺寸與成本、提設計的整體有直接的影響。
在大多數情況下，工作在這些功率水平的AC-DC電源需要某些類型的有源功率因數校正(PFC)。需要PFC與否取決于幾個：功率水平、終端應用、設備類型和地理位置，此外通常還需要受EN6100-3-2 或 IEEE 519等規范的指導。對于AC-DC電源，一般把一個非離線升壓預轉換器用作PFC，其DC輸出電壓作為下游DC-DC轉換器的輸入。由于這兩個轉換器是彼此串聯的，故總體系統效率ηSYS為每個轉換器的效率的乘積：
(1)
由式(1)顯然可見，在選擇電源拓撲以及兩個轉換器的時，必須進行謹慎的考慮。一種具有眾多特的系統解決方案是結合交錯式雙臨界傳導模式(BCM) PFC與式DC-DC轉換器，其中，前者后面跟著不對稱半橋(AHB)，后者采用了帶自驅動同步整流器(synchronous recTIfier，SR)的倍流整流器次端（current doubler rectifier secondary）。
圖1. 12V、300W、小型通用 AC-DC電源。
對于300W-1kW范圍的PFC轉換器，應該考慮選擇交錯式臨界傳導模式(BCM) PFC，因為在相似的功率水平下，它的效率要于連續傳導模式(CCM) PFC。交錯式BCM PFC基于一種可變頻率算法，在這種算法中，兩個PFC升壓功率彼此同步180度錯相。由于具備的電感紋波電流消除，EMI濾波器和PFC輸出電容中常見的峰值電流得以減小。輸出PFC大電容受益于紋波電流消除是因為流經等效串聯電阻(ESR)的AC RMS電流減小。另外，由于升壓MOSFET在依賴于AC線的零電壓開關(ZVS)下關斷，在零電流開關(ZCS)下導通，故可以進一步提率。對于350W的交錯式BCM PFC設計，MOSFET散熱器可去掉，如圖1所示。另一方面，CCM PFC設計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關的開關損耗的影響，而開關損耗與輸入電流及線電壓成比例。通過在零電流時關斷交錯式BCM升壓二管，可避免反向恢復損耗，從而允許使用成本低廉的恢復整流二管，而且在某些情況下可以無需散熱器。對于CCM PFC設計，反向恢復損耗是無可避免的，為解決這一問題，常常在二管上并聯一個RC緩沖器(但這樣做會降低效率)，或者是采用較的碳化硅二管(會增加相關成本)。
對于式DC-DC轉換器設計，半橋是一個很好的拓撲選擇，因為它有兩個互補驅動的初端MOSFET，且漏源電壓受限于所加的DC輸入電壓。半橋拓撲有兩種變體，即LLC 和不對稱半橋(AHB)，都廣獲采用，部分原因在于有于這些拓撲的功率管理IC 銷售。LLC通過可變頻率，利用與功率水平設計相關的寄生元素來實現ZVS。不過，由于經調節的DC輸出只使用電容濾波，這種拓撲適合的是輸出紋波較低、輸出電壓較的應用。對于離線DC-DC應用，一般規則是：當輸出電壓大于12VDC 時，選擇LLC。 對于300W, 12V DC-DC轉換器，AHB是一種的選擇。它采用一種固定頻率方法。由于初電流滯后于變壓器的初電壓，故可為兩個初MOSFET的ZVS提供必要條件。類似于LLC，利用AHB實現ZVS的能力也取決于對電路寄生元素的透徹了解，比如變壓器漏電感、匝間電容和分立式器件的結電容。相比LLC中采用的可變頻率方法，固定頻率方案可以大大簡化次端自驅動同步整流(SR)的任務。自驅動SR的柵驅動電壓很由變壓器次端推算出來。增加一個低端MOSFET驅動器，比如圖2所示的雙路4A FAN3224驅動器，就可以給出通過MOSFST米勒平坦區的電平轉換和峰值驅動電流，從而的SR開關轉換。
圖2. FAN3224，利用
倍流整流器實現自驅動同步整流(SR)。
這種倍流整流器可用于雙端電源拓撲和大DC電流應用，它具有好幾個突出的特。先，其次端由一個簡單繞組構成，可簡化變壓器結構。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個電感器上，因大電流流入次端而產生的功耗得到的分布。第三，作為占空比(D)的函數，兩個電感紋波電流彼此抵消。抵消掉的兩個電感電流之和擁有兩倍于開關頻率的視在頻率(apparent frequency)，故允許的頻率，此外流入輸出電感的峰值電流低。后，在對稱轉換器 (推挽式、半橋、橋) 中，每一個倍流電感都輸送一半輸出電流，而AHB卻不盡然。
加在次端整流器上的電壓不對稱可能是AHB的缺點之一。當 AHB在其限值D=0.5附近工作時，加載的SR電壓幾乎可達到匹配 。然而，合理的方案是，通過對變壓器的匝數比進行設計，使D在額定工作期間保持在0.25
為了說明該解決方案的可行，采用一個交錯式雙BCM PFC升壓預調節器來表1所示的規格，調節器之后是一個帶自驅動SR的不對稱半橋DC-DC轉換器，如圖1所示。
表1. 小型AC-DC電源設計規格。
表1中的規格是對設計要求的簡單小結。主要設計目標如下：
1. 在盡可能的范圍上獲得大效率。
2. 實現盡可能小的設計尺寸。
3. 散熱器的使用和尺寸小化。
在盡可能的負載范圍上獲得大效率需要對每一個功率水平的材料和元件選擇進行仔細考慮，尤其是在磁設計方面。由于交錯式BCM PFC的頻率可能至數百kHz，且變化多達10:1，升壓電感必需定制設計。采用適當等的等效多股絞合線可以盡量減小AC損耗，而AC損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。應該采用適合于頻工作的開氣隙的鐵氧體材料，對于本例，選擇EPCOS的N87材料制作薄型EFD30鐵氧體磁芯組。測得的PFC效率如圖3所示。
圖3. 交錯式BCM PFC 測得的效率 (10=330W)。
對于300W小型 AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個水平磁芯結構：初端繞組串聯，次端繞組并聯。這里必需使用兩個變壓器，因為每個磁芯的橫截面積Ae差不多是避免飽和所必需的150mm2的一半。要在一個不到20mm的小型元件上設計橫截面積150mm2的傳統形狀的磁芯是不可能的事情。類似于BCM PFC電感設計，這里也采用絞合線和頻鐵氧體磁芯材料來保持率。后一個重要設計步驟是把AHB變壓器中的漏電感量在允許范圍之內。對于ZVS，需要某些特定的漏電感值，對于自驅動SR，需要調節時序延遲。在本設計中因變壓器產生的泄漏被優化為7μH，也就是總體磁電感的1.5%。300W AHB DC-DC轉換器測得的效率結果如圖4所示。
圖4. AHB 390V to 12V/25A，DC-DC 測得的效率(10=300W) 滿負載效率主要由轉換器功率水平的傳導損耗來決定，因此，在這些條件下，幾乎沒有一種器有所助益。不過，要保持較的輕載效率，倒有好幾種器可供考慮。FAN9612是一款交錯式雙BCM PFC器，其利用一個固定頻率鉗位來輕載下和AC輸入電壓的過零點附近的與頻率相關的Coss MOSFET開關損耗。在AC線電壓部分VIN>VOUT/2期間，采用谷底開關來感測MOSFET導通時間，進一步降低Coss電容開關損耗。另一方面，當VIN
圖5. PFC
相位管理 (1→2, 19%=64W ；2→1, 12%=42W)。
AHB式DC-DC轉換器的實現方案可采用AHB器FSFA2100來實現。FSFA2100在單個9腳SI
